輕載

在電氣行業中，輕載是指電氣控制元件在額定功率的條件下，能拖動同等功率的負載，但是其輸出的力矩較小。例：變頻器輕載應用7.5KW，是指變頻器在額定功率時，能拖動同等功率的電機，此電機只能輕載啓動，電機輸出力矩較小。

異步電機開環V/f 控制系統在空載或輕載時存在持續振盪的不穩定問題。該類系統的輕載穩定性是一個非常複雜的問題，與定子電阻、轉子慣量、死區時間、DC濾波電容、載波頻率、系統諧振頻率等很多因素有關。有關抑制振盪方法的研究很多，但對振盪起因的研究卻相對較少。主要對異步電機V/f 控制系統輕載持續振盪的起因進行研究。首先，通過仿真建模詳細分析了系統出現持續振盪時的不穩定現象。然後，通過理論推導，從傳統控制理論的角度對系統輕載振盪的原因進行了研究，並分析了系統中各參數對此振盪的影響。推導出的結論與實際情況吻合，根據該文的分析結果可對異步電機 V/f 開環控制系統的振盪情況進行預測。 ^[1] 

當電機在空載或輕載狀態時，系統在中、低頻工作範圍內存在一段振盪區域。分別給出了系統在穩定時和振盪時各變量的仿真波形。i_a為相電流；i_sd為勵磁電流；i_sq為轉矩電流；ψr為轉子磁鏈；T_e為輸出轉矩。仿真模型的基本參數為：電機功率為7.5kW；額定電壓為380V；額定頻率為50Hz；額定電流為15.4A；額定轉速為1440r/min；定子電阻為0.7Ω；轉子電阻為0.6012Ω；漏感為3.59mH；互感為122.11mH。PWM載波頻率為 10.0kHz，死區時間為6.4s。

仿真模型中，系統在12Hz附近出現振盪現象。電機相電流i_a振盪較為嚴重，此時電流的峯值最大達到了1.5pu(標麼值，其基準值為電機額定電流值)。電機穩定時的相電流i_a峯值約為0.4pu。經對比可知，相電流中的振盪電流分量幅值為1.1pu。如此大的振盪電流分量很容易造成驅動器的過流保護而使電機停機，更嚴重時甚至會燒壞驅動器中功率器件。 ^[1] 

異步電機開環V/f 控制系統輕載穩定性是個非常複雜的問題，很多因素都會導致系統的振盪。為了從理論上對系統的輕載穩定性進行分析，首先在電機工作點附近對電壓方程、磁鏈方程、轉矩方程和機械方程進行小信號線性化處理，得到異步電機小信號線性狀態。

當電機轉速逐漸增大時，系統的極點分佈為電機轉子角頻率ω_r0從0增加到2π×50rad/s時系統極點的分佈，而對虛軸附近的區域放大後的極點分佈可知，隨着電機轉速的增加，系統主導極點逐漸遠離虛軸。由此可知，在中、低頻段，系統更容易發生持續振盪；而在高頻段，系統的主導極點離虛軸較遠，系統中的振盪分量衰減速度較快，因而發生振盪的可能性較小。 ^[1] 

系統極點隨電機滑差角頻率ω_s0變化的分佈規律圖給出了電機滑差角頻率ω_s0分別為2π×0.1r、2π×1.0和2π×2rad/s(對應電機額定滑差角頻率)，且電機轉子角頻率ω_r0從0增加到2π×50rad/s時，系統極點的分佈規律圖，而此時系統極點在虛軸附近的分佈給出了電機轉子角頻率ω_r0為2π×10rad/s且電機滑差角頻率ω_s0從2π×0.1rad/s增加到2π×2rad/s時，系統極點在虛軸附近的分佈圖。隨着負載的增大，系統的主導極點往s平面的左上角方向移動，逐漸遠離虛軸，系統中的振盪分量衰減速度逐漸加快，發生振盪的可能性逐漸減小。此結論與實際情況相吻合。在實際應用中，開環V/f 控制系統的持續振盪也只在電機空載或輕載的情況下發生。 ^[1] 

在系統中其他參數保持不變的前提下，僅改變電機定子電阻時，及系統的極點變化規律。電機滑差角頻率ω_s0為2π×0.1rad/s；轉子角頻率ω_r0為2π×10rad/s；定子電阻R_s從0.6Ω變化至1.0Ω。

隨着定子電阻的增大，系統的主導極點逐漸向虛軸移動，導致系統的振盪衰減速度變慢。由此可知，定子電阻越大，系統越容易發生振盪。

逆變器中為防止上、下橋臂直通，必須加入一段死區時間，而此死區時間會引起輸出信號畸變。根據文獻可知，死區時間引起的信號畸變可等效成電阻造成的畸變。因此，系統中死區效應的存在相當於增加了電機的定子電阻，且死區時間越長，此等效電阻越大，根據分析可知，此時系統將更容易產生持續振盪問題。 ^[1] 

保持系統其他參數不變，電機漏感從0.6mH逐漸增大到6mH時，從系統極點分佈變化可知，當漏感很小時，系統的主導極點離虛軸很近。隨着漏感的增加，主導極點逐漸遠離虛軸。由此可知，電機漏感越大，系統越容易穩定。相反，當漏感越小時，系統越容易出現輕載振盪。 ^[1] 

電機轉子電阻變化時，系統極點分佈也隨之發生改變。隨着轉子電阻Rr的增大，系統的主導極點往s平面的左上角移動，逐漸遠離虛軸，系統將變得更加穩定。 ^[1] 

系統中其他參數保持不變，僅改變電機的轉子轉動慣量J時，從系統極點的分佈規律可知，轉動慣量越小，系統主導極點離虛軸越近。此時系統極容易受諧波干擾而發生持續振盪。隨着轉動慣量的增大，系統主導極點逐漸遠離虛軸，系統穩定性逐漸增強。 ^[1] 

針對模擬電源輕載效率低的缺陷，提出一種基於DSP的數字電源設計方案。採用數字控制，輕載時，使其工作在Burst模式，極輕載時，通過同步整流管的寄生二極管整流，有效提高了電源輕載效率。分析了移相全橋變換器的工作原理以及Burst模式的工作原理，並設計了數字控制系統和軟件系統。最後，通過一台600W移相全橋DC /DC變換器樣機，驗證了數字控制的優勢。測試數據表明，該數字電源在10%額定負載下效率可達85% ，在5%額定負載下效率仍高於70%。 ^[2] 

基於TMS320F28335的高輕載效率的數字DC/DC變換器的硬件結構Q₁、Q₂、Q₃、Q₄是4個主功率開關管，SR1、SR2 為同步整流管，L_s為變壓器漏感，T₁是主變壓器，L₁、L₂為同步整流電感，C₁～C₆ 分別為Q₁～Q₄ 以及SR1、SR2的寄生電容，D₁ ～ D₆分別為Q₁ ～ Q₄以及SR1、SR2的寄生二極管。

變換器工作時，Ls與主功率開關管Q₁～Q₄的相應寄生電容形成諧振迴路，為Q₁～Q₄的開通和關斷營造ZVS 環境，從而減少主功率開關管的開關損耗和通態損耗，提高變換器的轉換效率。通過控制全橋電路中對角開關管的重疊量( Q₁和Q₄、Q₂和Q₃的互通時間) ，來控制能量的傳輸，從而調節輸出。具體的，當負載處於重載狀態( 20%～100%的額定負載) 時，可以看出Q₁和Q₄以及Q₂和Q₃重疊導通的時間較長，因此通過變壓器T₁可以向次 級傳輸更多的能量； 當負載處於輕載狀態( 5%～20%的額定負載) 時，可以看出Q₁和Q₄以及Q₂和Q₃重疊導通的時間較短，因此通過變壓器T₁向次級傳輸的能量變少；當負載處於極輕載狀態( 0～5%的額定負載) 時，可以看出 Q₁和Q₄以及Q₂和Q₃重疊導通的時間極短，因此通過變壓器T₁向次級傳輸的能量變的極少。 ^[2] 

為了驗證設計在輕載下仍具有高效率的特性，設計了一台基於DSP28335的移相全橋同步倍整流DC/DC變換器樣機，該樣機開關頻率為200kHz，輸入電壓為380VDC～420VDC ，輸出電壓為12VDC ，額定輸出功率600 W。

實驗表明，該變換器的4個全橋功率開關管在較大負載範圍內，均能實現零電壓開通和零電壓關斷，輕載時 Q₁的驅動波形圖與其他開關管的驅動波形圖有相似特徵。可以看出，輕載下變換器仍能實現ZVS。

將提出的變換器與傳統全橋變換器的整機效率作比較。可以看出，輕負載情況下，設計的數字變換器效率遠高於傳統效率，在10%的額定負載下，該數字變換器仍能保持85%的轉換效率，在小於5%的額定負載情況下，該變換器效率也高於70%，這是由於本數字變換器在原有移相全橋變換器的基礎上加入了輕載Burst和極輕載兩種模式，從而使本變換器在輕負載狀態仍具有很高的效率。另外在重載情況下，該數字變換器效率最高能達到94% ，也高於傳統變換器效率，這是由於本樣機採用數字控制方式，減少了外圍控制器件的數量，減少了整機損耗所致。 ^[2]