低頻特性

由變頻器構成的交流調速系統普遍存在的問題是，系統運行在低頻區域時,其性能不夠理想,主要表現在低頻啓動時啓動轉矩小,造成系統啓動困難甚至無法啓動。由於變頻器的非線性產生的高次諧波，引起電動機的轉距脈動及電動機發熱，並且電動機運行噪聲也加大。低頻穩態運行時，受電網電壓波動或系統負載的變化及變頻器輸出電壓波形的奇變，將造成電動機的抖動。當變頻器距電動機距離較大時及高次諧波對控制電路的干擾，極易引起電動機的爬行。由於上述各種現象，嚴重降低由變頻器構成的調速系統的調速特性和動態品質指標，必須採取相應的措施，以使系統的低頻運行特性能得以改善。

低頻啓動特性

異步電動機改變定子頻率F1,即可平滑地調節電動機的同步轉速,但是隨着F1的變化,電動機的機械特性也將發生改變,尤其是在低頻區域,根據異步電動機的最大轉距公式:

Temax=3/2{np(U1/W1)2}/{R1/W1+/(R2/W1)2+(LL1+LL2)2} 式中np—電動機極對數;

R1—定子每相電阻;

R2—摺合到定子側的轉子每相電阻;

LL1—定子每相漏感;

LL2—摺合到定子側的轉子每漏感;

U1—電動機定子每相電壓;

W1—電源角頻率

可見Temax是隨着W1的降低而減小，在低頻時，R1已不可忽略。Temax將隨着W1的減小而減小，啓動轉距也將減小，甚至不能帶動負載。

低頻穩態特性

電動機穩態運行時的轉距公式如下:

TL=3np(U1/W1)2SW1R2/{(SR1+R2)2+S2W2(LL1+LL2)2 }

在角頻率W1為額定時,R1可以忽略。而在低頻時,R1已不能忽略,故在低頻區時由於R1上的壓降所佔的比重增加,將無法維持M的恆定,特別是在電網電壓變化和負載變化時,系統將出現抖動和爬行。

變頻器調速系統低頻特性

由變頻器構成的調速系統,由於變頻器的非線性,電動機定子中除了基波電流外,還有各次諧波電流,由於高次諧波的存在,使電動機損耗和感抗增大,減少了cosφ,從而影響輸出轉距,並將產生6倍於基波頻率的脈動轉距。

以電流波形中的5次、7次諧波來分析，在三相電動機定子電流中的5次諧波頻率為 F5=5F1 (F1為基波電流頻率)，它在電動機氣隙中產生空間負序的磁勢和磁場，這個磁場的轉速 n51為基波電流所產生磁場的轉速n11的5倍，並且沿着與基波磁場反的方向旋轉，由於電動機轉速一定，並假設接近n11，這樣由5次諧波磁勢在轉子內感應出6倍於基波頻率的轉子電流，此電流與氣隙基波磁勢的合成作用產生6倍於基波頻率的脈動轉距。

7次諧波所產生的磁場與基波同相序，但它所產生的旋轉磁場轉速7倍於基波旋轉磁場的轉速，故相應轉子電流諧波與氣隙主磁場的相對轉速也是6倍於基波頻率，也產生一個6倍於基波頻率的脈動轉距。

以上兩個6倍於基波頻率的脈動轉距一齊使電動機的電磁轉距發生脈動，雖然其平均值為零，但脈動轉距使電動機轉速不均勻，在低頻運行時影響最大。

分別設ψ1、ψ2為定子磁鏈及轉子磁鏈的空間矢量，在穩態準方波(QSW)運行方式時(橋中晶閘管用1800電角脈衝觸發)ψ1在輸出週期內沿着正六邊形的周邊運動。ψ2沿着與六邊形同心的圓周運動，在準方波運行方式下ψ1和ψ2運動是連續的，但它們且有重大的區別，當矢量ψ2以恆定定子電壓角速度W1旋轉時，矢量ψ1以恆定的線速度沿正六邊形周邊運行，矢量ψ1線速度恆定導致其角速度的變化，進而引起ψ1和ψ2的夾角δ變化，除此，當ψ1沿着六角形軌跡移動時其幅值在一定程度上也有變化。當電動機空載時，由於處於穩態ψ1與ψ2的夾角與轉距T在W1t=0、π/6、π/3時為零，而當W1T≠0、π/6、π/3時，δ不為零，它與上面提到的ψ1幅值變化一起引起低頻轉距脈動，其頻率為定子電壓基波的6倍，當電動機帶負載時對應於一個恆定的δ均值，低頻轉距脈動將疊加於恆定轉距均值之上。

由於系統在低頻時R1上的壓降影響,使系統的啓動轉距隨W1下降而減小,為此變頻器設有轉距提升功能,該功能可以調整低頻區域電動機的力矩,使之與負荷配合,增大啓動轉距。可選擇自動轉距提升和手動轉距提升模式，其原理是提升定子電壓也就相應提高了啓動轉距，但提升電壓設置過高，將導致電流過大引起電動機飽和、過熱或過電流跳閘。如1336PLUS系列變頻器的轉距提升功能，可自動調整提升電壓，以產生所需的電壓，可根據預定轉距所需的電流來選擇提升電壓，轉距提升在控制電流的同時使電動機處於最佳運行狀態，在選擇手動轉距提升時，要結合實際情況來設定轉距提升值。

變頻器構成的交流調速系統的低頻轉距脈動直接影響系統動態特性,不論是變頻器的生產廠和系統集成的工程技術人員,都在盡力於改善低頻區脈動這一技術問題.如採用磁通控制方式、正弦波PWM控制方式控制工程網版權所有，它不是按照調製正弦波和載波的交點來控制GTR的導通和關斷，而是始終使異步電動機的磁通接近正弦波，旋轉磁場的軌跡是圓形來決定GTR的導通規律。在很低的頻率下，保證異步電動機在低速時旋轉均勻，從而擴大了變頻調速範圍，抑制異步電動機的振動和噪聲。其圓形旋轉磁場的實現，是通過檢測磁通使控制環節隨時判斷實際磁通超過誤差範圍與否，來改變GTR的工作模式，從而保證旋轉磁場的軌跡呈圓形，以減少轉距脈動。

“圓周”的含義是指定子磁鏈ψ1空間矢量在高斯平面中沿着一個非常接近於圓周的多邊形，其以降低電動機脈動轉距為目的來確定電壓脈衝的寬度和位置。三相逆變器為全波橋式結構，如其運行在這樣一種方式下，當交流輸出端(a、b、c)之一在任何時候接通直流母線(應同時接到另一個直流母線上),這一原理從圖1(a)中可以明顯表示清楚。顯然交流輸出端接到直流母線方式有六種，這就導致定子電壓U1的空間矢量有六個位置，這六個位置如圖1(b)所示，圖1(b)中六種開/關狀態對應着U1的六種位置，圖中粗線位置表示開關1、3、6處於開的位置，投影所產生的瞬時相電壓如下：

Va=Vb=1/3Vdc Vc="-2/3Vdc"

其餘類推，符號Va、Vb、Vc代表三相輸出電壓的瞬時相電壓值，假如Ia+Ib+Ic=0由空間矢量在A、B、C軸上的垂直投影就可得到Va、Vb、Vc，除以上六種開/關狀態外，還有使開關1、3、5或2、4、6同時關斷兩種狀態，在這種情況下，交流輸出端a、b、c接到同一電位上，U1及Ua、Ub、Uc順次變為零，將這種運行方式應用到一個三電平PWM逆變器上可獲得與兩電平PWM相比而言較低的諧波成分。

PWM形式是一種斬波準方波調製，負載上的相電壓由矩形段和零電壓段(U1=0時)組成CONTROL ENGINEERING China版權所有，在每個電壓脈衝時刻，矢量ψ1以恆定線速度移動，而在零電壓段保持靜止，然而由於矢量ψ2以恆定角速度W1轉動，ψ1和ψ2間的夾角δ就出現了，因此電壓斬波是引起高頻轉距脈動的主要原因，頻率與輸出電壓矩脈衝頻率相同。這是由於PWM自身固有的，實際上高頻轉矩脈動是很難消除的，併疊加於低頻轉矩脈動之上。為消除系統的低頻轉矩脈動可從以下兩種方式開展工作。

(1) 在電壓脈衝中間點的時刻,矢量ψ1、ψ2間的夾角δ在穩態運行時對於所有脈衝應保持恆定，消除由δ變化而產生的對低頻轉矩(頻率為6F1)的影響，在空載情況下δ=0儘管ψ1的幅值變化，低頻轉矩脈動仍然將被完全消除。

(2) 在恆定的負載時(δ-cost≠0)僅僅ψ1幅值的變化引起低頻轉矩脈動,而負載引起ψ2幅值的變化可以忽略,因此必須獲得一個比較接近於圓周的ψ1矢量軌跡。

圓周PWM是利用空載矢量ψ1的空間位置來確定電壓脈衝的中間點,即晶閘管導通段及零電壓段的合理組合,可以產生幅值變化可以忽略不計的ψ1,此原理如圖1所示,ψ1停止時刻(即零電壓段)用圓點標出,確定電壓脈衝位置使它們對稱控制工程網版權所有,如圖中各橫座標的中間點,脈衝寬度(即持續時間)與橫座標長度相對應,所要求的輸出電壓來確定.自然電壓波形週期由ψ1矢量沿多邊形轉一週所需的時間確定。採用此方法在保持輸出電壓由零到最大值可變的同時，可有效的消除低頻轉矩脈動。